Это переработанный вариант на основе схемы разработанного мной и уже давно снятого с производства усилителя Creek 4330 (выпуска примерно 1997 года). Почти в точности такая схема у усилителя, который я и сейчас использую дома.

Схема усилителя

Как видите, схема довольно простая с небольшим количеством деталей.

Выходная мощность при питании ± 35 Вольт примерно 40 Вт на 8 Омах, 65-70 Вт на 4 Ом.

Выходные транзисторы помещены на теплоотвод с тепловым сопротивлением не больше 1-1,5 градусов на Ватт, закреплены прижимом сверху алюминиевым блоком 10х10х45мм, изоляция ОБЯЗАТЕЛЬНО слюдяная с теплопроводящей смазкой с обеих сторон. Никаких мягких прокладок на ТО220 - спалите усилитель. Из-за изоляции резко уменьшается тепловая постоянная времени, что чревато тепловым убеганием при нагрузке. По этой же причине нельзя использовать силиконовые («резиновые») прокладки — только слюду или керамику с термопастой(!) или же монтаж транзистора на медной пластине 5-10 кв. см, а потом уже изоляция самой пластины силиконовой изоляцией.

Q9 должен иметь хороший тепловой контакт (со смазкой) с теплоотводом выходных транзисторов и лучше всего прямо между ними. Величина R15 определяет крутизну температурной компенсации и может быть слегка изменена для другого типа выходных транзисторов.

Может потребоваться подбор в небольших пределах R15 (150-330 Ом) для правильной температурной компенсации тока покоя. Если ток покоя с нагревом увеличивается, то сопротивление надо уменьшить. и наоборот. Лучше сделать небольшой отрицательный наклон, чтобы с прогревом теплоотвода ток покоя бы слегка уменьшался - процентов на 10-15 после работы на полной мощности в течение некоторого времени.

Теплоотвод желательно заземлить.

Не показаны на схеме цепи питания, в том числе питания ОУ (±15В). Основной блок питания может быть от ±25 до ±35 Вольт с ёмкостью сглаживающих конденсаторов от 6800 до 10000 мкФ на два канала, защищённый плавкими предохранителями на 3-4 А («медленными», с буквой Т) на ВХОДЕ выпрямительного моста, то есть последовательно с каждой половиной вторичной обмотки трансформатора.

Выходной каскад (начиная с Q8) прекрасно работает и без ОООС, имеет низкое выходное сопротивлением (около 0,1 Ом) и искажения порядка 0,2% на 8 Ом нагрузки при токе покоя в 100 мА. При увеличении тока покоя искажения резко уменьшаются. Никакой асимметрии выходного сопротивления плеч здесь нет в силу местной петли ООС. Это хороший повторитель и без ОООС, поэтому он неплохо работает и при замкнутой петле, поскольку он не «опирается» на неё для достижения высокой линейности и низкого выходного сопротивления. Полюс тоже не очень низкий — если мне не изменяет память, искажения в этой схеме начинают расти где-то с 2-3 кГц. Естественно, более высокий полюс был бы лучше, но привёл бы к усложнению схемы. Также и насчёт класса АВ — за эти деньги получить 40 Вт в классе А было бы трудновато. Кстати, этот каскад при наличии хорошего теплоотвода и пониженного питания можно вполне сместить ближе к классу А.

В моём выходном каскаде транзистор драйвера работает в классе А и, безусловно, однотактный. Но выход в целом двухтактный и совершенно симметричный, если не касаться работы при ограничении (но это при необходимости лечится). Понятно, что однотактного класса В или АВ не бывает . В моей схеме выходные транзисторы управляются точно противофазными напряжениями на затворах, и могут быть смещены в В, АВ или А, во всех случаях — двухтактный каскад

Интересное свойство этого выходного каскада — это симметричное ограничение по току, но для весьма больших значений: 30-35А в пике для показанных на схеме транзисторов.

Мне не понятен момент, почему используют ключевые полевики с малыми токами покоя? Ведь происходит значительное изменение крутизны на периоде сигнала,соответственно и вых. сопротивления каскада. ООС конечно всё исправит…

Так понятно, что однотактный класс А — лучше всего. Но иногда ведь и мощность нужна, и цена ограничена. На самом деле при токе покоя 70-100 мА уже всё не так плохо, даже без ОООС, при этих токах линейность уже хорошая, а рассеиваемая мощность невелика. Самое забавное, что даже на слух у этой схемы есть вполне определённая точка оптимального тока покоя режима АВ, как раз около 70 мА (она несколько зависит от остальных «настраиваемых элементов» — БП, серво и т.д.). Поэтому лучше всего точную настройку тока покоя проводить последней — в пределах 5-10%, и желателен многооборотный подстроечник.

А не найдётся ли у Вас несколько минут рассказать про правильное проектирование и настроку серво-усилителя? Что делает серво «немузыкальным» и как этого избежать?

Кроме возможных очевидных проблем (сервоканал не должен добавлять шумов и искажений, нормально реагировать на перегрузку УМ, в том числе и асимметричным сигналом, иметь достаточный диапазон регулировки и т.д.) , полезно ещё настроить серво на слух под конкретные усилитель и блок питания - проще всего в обсуждаемой схеме путём замены R28 на переменник 47К (лучше сдвоенный для настройки двух каналов одновременно), последовательно с ограничивающим минимальное значение сопротивления резистором (скажем 4К7). Кроме того, в некоторых случаях можно попробовать фильтр второго порядка, поставив конденсатор в 100-220 нФ параллельно R27, подобрав его по отсутствию выброса на АЧХ в области инфранизких частот или по хорошей форме меандра на 20-30 Гц. Вообще настроить серво не так просто, поскольку это должна быть последняя «точная» настройка на слух, после того, как правильно выбраны основные параметры и компоненты блока питания, установлен оптимальный ток покоя выходного каскада и т.д.

В некоторых случаях можно улучшить согласование конкретной пары «акустика-усилитель» путём регулировки серво. На усилителе мощности Creek A52SE настройка серво была выведена на переднюю панель как раз для этого.

А можно поподробнее о блоке питания?

Там нет ничего сверхъестественного — тороидальный трансформатор на 120 Вт габаритных, 2 вторички по 25В, затем предохранители на 3 А (Т), мост, с диодами шунтированными 10нФ (или Шоттки без шунтирования — это лучше), и примерно 10000 мкФ сглаживающих конденсаторов (ставили 3 по 3300х35В в параллель в каждом плече). Питание общее для двух каналов.

Ты считаешь,что запас по мощности, индукции не обязателен?

Запас — это понятие относительное. Запас по индукции — дело хорошее, а вот запас по мощности — не обязательно. Скажем, для этой схемы, 120-Ваттный тороид на оба канала хорошо работает. Если увеличить размер трансформатора, то изменится динамика блока питания и это приведёт к изменению реакции усилителя на сигнал. Мы выпускали два варианта 4330 — «просто» и 50-Ваттный 4330SE, c 160-Ваттным трансформатором. Так вот «SE», несмотря на все усилия, слегка терял в музыкальности и не был столь универсален, как 40-Ваттный 4330. И связано это было именно с изменением параметров трансформатора — 160-ваттник был существенно «жёстче» и изменял динамику усилителя не в лучшую сторону. Даже вроде одинаковые трансформаторы от разных производителей, бывало, работали по-разному, в зависимости от того, например, был ли пропитан сердечник: с непропитанным усилитель звучал лучше, именно из-за более «мягкой» реакции на большие импульсные токи зарядки конденсаторов.

Короче, сетевой трансформатор влияет на динамику и есть оптимальные его параметры для конкретных условий (схемы, напряжения обмоток и мощности). К сожалению, мне так и не удалось провести какие-либо разумные исследования по поводу этих параметров, в основном выбор производился методом слегка научного тыка, со сравнением разных конфигураций блока питания и последовательным приближением к оптимальной.

Я вот постов Димы Андронникова начитался, и теперь в голове засела мысль, что мощные полевики это вообще не для звука.

По обычным схемам — безусловно, я сам их не люблю. Особенно «комплементарные» варианты на переключательных транзисторах, когда при всех усилиях получается сильная асимметрия из-за физики самих полевиков. А так называемые «аудио» варианты, помимо дикой цены имеют поразительно низкую эффективность и не любят больших токов, так что их надо ставить по десятку в параллель, а любые параллельные включения для звука, с моей точки зрения, просто убийственны. Собственно я и сделал эту схему в 1992-ом, чтобы уйти от недостатков и ограничений обычных схем с полевиками.

И насколько лучше этот выхлоп, чем классический, из того же CA A3i?

Существенно лучше. Даже в этом простейшем варианте звук может быть значительно точнее и разрешение по музыкальной информации выше. Не надо забывать, что приведённая схема — это дешёвый вариант. В какой-то степени я предпочитаю звучание этой простой схемы звуку более изощрённой и технически существенно более совершенной схеме 5350. При правильной «настройке» серво и блока питания эта схема на удивление музыкальна.

В чем проявляется разница по звуку?

Я помню, как на одной из выставок играла связка из 4330 и 12-х Эпосов. Народ шёл по коридору мимо открытой двери в комнату и большинство непроизвольно поворачивали голову на звук этой системы. Потом смотрели на табличку над дверью, говорящую «Creek Audio», и трясли головой, отгоняя наваждение, поскольку марка всегда была ассоциирована с дешёвой бюджетной аппаратурой. А те, кто заходили в комнату, обычно не верили, что это играет самая дешёвая система и спрашивали: «Где же спрятан сабвуфер?».

Про звучание 4330 один из известных комментаторов в «Stereophile» как-то сказал примерно так: «Если бы мне этот усилитель попался в то время, когда я только стал интересоваться аппаратурой, я бы сказал себе — звучит вроде как надо, какую бы ещё музыку послушать… и никогда не стал бы аудиофилом.»

Я, как ни странно, следую именно этому — у меня дома стоит 4330 и я им вполне удовлетворён.

Вот, кстати, немало людей примерно так же на это смотрят: http://www.audioreview.com/Integrate...8_2717crx.aspx

Особенно вот это : http://www.audioreview.com/Integrate...x.aspx#reviews

Вот по ссылке, можно посмотреть результаты теста на интермодуляцию для 5350, который использует ту же идею выходного каскада. Результат существенно лучше большинства других усилителей, измеренных в Stereophile:

http://stereophile.com/amplification...27/index7.html

Вот для сравнения измерения MF A3.2 в той же ценовой категории:

http://stereophile.com/amplification...16/index4.html

Кстати, интересно, какая верхняя граница частотного диапазона заявляется у 4330?

Малосигнальная АЧХ имеет завал на 3 дБ примерно на 50 кГц в результате применения входного ФНЧ. Скорость нарастания выходного напряжения не меньше 30-35 В/мкс, то есть полоса полной мощности, ограниченная этим, где-то 200 кГц. Это обеспечивает достаточный запас.

А что дает кусок провода 15см между точкой соединения Q11, Q12 и выходом?

Заменяет собой индуктивность. Провод желательно многожильный сечением где-то 0,5 кв. мм. Его обычно хватает для обеспечения стабильности на ёмкостной нагрузке.

Без этого провода или небольшой индуктивности, как я написал, выходной каскад может иногда возбуждаться при работе на сравнительно небольшие ёмкости (5-10 нФ). Полезно проверить стабильность на прямоугольном сигнале 1кГц с набором ёмкостей от 5000пФ до 1-2 мкФ.

В целом рекомендую на выход поставить ещё последовательно цепь из резистора 3Вт 1 Ом параллельно с намотанными на него 10 витками эмалированного провода диаметром 1 мм. Это в целом обеспечит хорошую стабильность на реактивной нагрузке даже при не слишком удачной разводке.

Какова роль в исходной схеме диодов D2 и D3?

Они не дают Q6 входить в насыщение и, соответственно, задерживаться с выходом из него при ограничении. Это заметно улучшает поведение усилителя при ограничении на ВЧ.

А три диода (D4-6) в цепи сигнала не много?

Диоды необходимы для защиты выходных транзисторов. Их нелинейность влияет крайне незначительно, особенно потому, что они включены по току дифференциально, то есть когда сопротивление у одного уменьшается, у второго оно растёт, а для сигнала они включены последовательно, поскольку выходное сопротивление генератора тока велико. И в рабочем диапазоне токов их нелинейности в большой степени компенсируются. Это, так сказать, теория, а из практики добавлю, что и с ними звучит неплохо.

Каково назначение резисторов R21,R22? Для симметрии?

При определённых условиях они улучшает симметрию при ограничении на выходе.

А вообще — как защита от КЗ по выходу! Причём, с минимальным влиянием на работу усилителя. Дело в том, что я натолкнулся на это решение случайно. Я решил детально исследовать процессы, происходящие в выходном каскаде при КЗ и поставил эти два резистора просто как токовые датчики, правда по 0,05 Ома. Когда я посмотрел в деталях, что происходит, оказалось, что иногда возникает очень кратковременная перегрузка нижнего транзистора по напряжению на затворе — «игла» напряжения, которая, как выяснилось и приводила к разрушению транзисторов в серийных аппаратах. Похоже, что это было связано с кратковременным самовозбуждением при КЗ. Резисторы полностью убрали возможность возникновения этого эффекта, плюс они принимают на себя основную мощность теплового удара при КЗ. Я довольно скоро выяснил, что при увеличенных до 0,33-0,47 Ом номиналах этих резисторов выходной каскад не сгорает при относительно длительном КЗ. Я сначала ставил 3-х ваттные проволочные, но они выдерживали не больше 2-3 тепловых ударов, потом перегорали. С 6-ваттными «Meggit» импульсная рассеиваемая мощность оказалась достаточна для многих циклов работы в таком режиме. После того, как мы начали ставить эти резисторы в выходной каскад, у нас практически сошли на полный ноль отказы ВК в эксплуатации, которые до этого были хотя и невелики в процентном отношении, но регулярны, в основном как результат КЗ на выходе.

Да, при такой защите транзисторы (по даташитам) всё равно выскакивают из ОБР.

Но не надо забывать, ток ограничен и источник питания просаживается. С этими резисторами выходной каскад выдерживает КЗ достаточно долго для перегорания «медленных» предохранителей во вторичке трансформатора. Убить MOSFET реально можно только двумя способами — перегреть или пробить затвор. Резисторы существенно помогают предотвратить и то и другое. Разумеется, они не способны защитить транзисторы при долговременном КЗ, но это и не нужно при наличии предохранителей или системы отключения выхода при перегрузке БП.

Эти резисторы уменьшают Uds выходных транзисторов,что ведёт к увеличению межэлектродных емкостей. А ведь ещё будет и просадка БП. По крайней мере в симуляторе видно увеличение искажений на частоте 10кгц и больших амплитудах на выходе. Этот эффект относительно мал, а искажения на уровнях, близких к ограничению, вообще не являются большой проблемой. Я неоднократно прослушивал усилители с одновременным контролем выходного сигнала на осциллографе. Так вот, даже ограничение сигнала на пиках музыки становится сильно заметным на слух только когда оно частое и относительно длительное. И люди без особых раздумий выкручивают ручку громкости вправо и слушают музыку с удовольствием даже при явно обрезанных пиках.

Это, разумеется, приятно — иметь низкие искажения при полном размахе, но, как выясняется, не слишком важно в реальной жизни. Не забывайте, что разница между половиной и полной выходной мощностью — всего 3 дБ . Поэтому, как ни странно, куда важнее работа усилителя вблизи нуля, в области малого сигнала.

На слух результат установки этих резисторов заметен и, как ни странно, в целом скорее положителен. В самом начале я даже ставил перемычки, чтобы можно было бы быстро удалять эти резисторы из схемы, и прослушивание показало, что на больших громкостях с резисторами звук был скорее лучше, вероятно в результате более симметричного ограничения, а на малых громкостях их наличие практически не было заметно.

Хитрое включение какое-то — эммитер транзистора УН-а тоже к диф. каскаду присобачен. Какие-нибудь преимущества перед классическим каскадом с ОЭ (у которого вообще-то одни сплошные недостатки)?

Это включение было применено в одном из первых сверскоростных ОУ — гибридном LH0024 от National. Тут более полно используется размах тока дифкаскада и несколько увеличивается линейность за счёт местной ООС.

Чем лучше такое подключение Q3 к диф.каскаду?(вроде Ку будет поменьше чем у классической схемы)

Усиление уменьшается, а скорость и линейность увеличиваются.

Почему УН работает практически без нагрузки (активной)?

Дополнительная нагрузка для УН должна уменьшить его выходное сопротивление, это вроде должно быть хорошо.

В данном случае лучше не будет. Это хорошо только для биполярного выходного каскада, поскольку там от этого зависит выходное сопротивление усилителя при разорванной петле ОООС. Здесь же нагрузка у УН практически чисто ёмкостная, то есть падающая на высоких частотах, а выходное сопротивление УН падает на ВЧ в любом случае за счёт ООС через С5 и проходную ёмкость Q3. Так что, я думаю, единственное, чего можно здесь добиться дополнительной активной нагрузкой на выходе УН - это уменьшения усиления и увеличения искажений на НЧ.

Скорее приведение их в соответствие с искажениями на СЧ/ВЧ.

Первые варианты 4240 и А42 имели дополнительную петлю ООС с выхода УН, ограничивая глубину ОООС с выхода глубиной примерно в 20дБ практически во всём диапазоне ЗЧ. Но позже выяснилось, что в такой простой схеме это приносит звучанию скорее вред, чем пользу.

А УН в этой схеме лучше, чем на полевике в А3i?

Нет. Тут нет резисторов в дифкаскаде, Ку существенно меньше, интермодуляции в УН будут выше, чем там. Существенно улучшенный УН стоит в 5350, но его я пока показать не могу… Тем не менее звучит этот УН в целом хорошо.

Почему не поставили резисторы в эмиттеры дифкаскада?

В этой схеме усиление с разомкнутой петлёй ООС и так не велико, и без усложнения схемы эти резисторы в целом ухудшают звук. В старшей модели (5350) я применил более сложный УН с двойным комплементарным дифкаскадом на входе и там эти резисторы имеются.

Какой допустимый разброс диф. каскада транзисторов Q1-Q2?

Q1-Q2 мы никогда специально не подбирали, разница будет только во входных токах, а здесь это не важно.

А какие конденсаторы у вас стояли после выпрямителя (тип)? Учитывая достаточно скромные номиналы можно ведь, при необходимости, и на Elny RJH или Panasonic FC разориться

В оригинале стояли либо по 3 в параллель по 3300 мкФ 35В (10000 в плечо), либо по 5 в параллель 2200мкФ 50 В (11000 в плечо), Samwha RZ (если правильно помню) или Panasonic FC. ELNA тоже подойдёт.

Я нашёл Samwha серии SD и RD. Что это за конденсаторы, и можно-ли их применять в вашем усилителе?

Вполне можно. SD — стандартная серия на 85С, вполне приличные, мы их и применяли в 4330. RD — то же стандартные, но на 105С, в целом несколько лучше, чем SD.

Вот ссылка на их каталог: http://www.samwha.co.kr/upload/CAT_E...657580001.html

А какие типы кондеров (не электролитов) были в оригинальной схеме?

Все неэлектролиты — плёнка, керамику мы не использовали.

C1, C5, C7 - полистирол или полипропилен. Можно и слюду.

Остальные — полиэстер (лавсан). В оригинальной схеме стабилитроны шунтировались не полипропиленом, а лавсаном (типа MKS)-а. В этих местах качество конденсаторов не так критично.

Эта схема хорошо сбалансирована, и в известной степени её лучше делать «как есть». Как ни странно, при всей её простоте она заняла почти год времени на разработку и доводку. Есть несколько мест, которые можно «улучшить», начиная с улучшения УН и кончая раздельным питанием для УН и подъёмом напряжения на ИТ и установка на него каскода из IRF9610, уменьшая температурную модуляцию ИТ. Но тогда это всё надо будет «настраивать» заново, и результат, безусловно, будет утешителен для приборов, но не обязательно приятнее для ушей

К сожалению, выходные ни на что заменять не рекомендую. Можно поставить HUF76633P3, но при этом лучше ограничить мощность 30 Ваттами на канал.

Требования к выходным MOSFET-ам простые: низкое напряжение открывания («logic level»), мощность рассеяния не меньше 120 Вт, максимальный ток не меньше 20-25А. Но любые замены выходных транзисторов могут повлиять на ряд параметров, в том числе на стабильность и на сопротивляемость короткому замыканию. Показанный на схеме вариант при правильной сборке и разводке может выдержать КЗ на выходе вплоть до перегорания предохранителей в цепях вторичной обмотки трансформатора (повторять это часто тем не менее не рекомендуется).

Можно ли в качестве выходной пары применить другие полевики с низким напряжением открытия? (Например у IRFP150N это 2-4В)

Можно, но они потребуют существенного повышения тока через Р-канальный полевик и источник тока. С ними как раз придётся применить IRF9610, поскольку возрастёт рассеиваемая мощность. Полезно и Q10 заменить на такой же IRF9610 на радиаторе.

Ещё потребуется изменение схемы — увеличение питающего напряжения для источника тока и УН, увеличение тока ИТ до 30-50 мА, замена R15 на ИОН 1,2В для корректной температурной компенсации тока покоя, соответствующее изменение R18, R20.

Кроме этого, сильно увеличится падение напряжения на «верхнем» выходном транзисторе и для симметричного ограничения надо увеличивать напряжение питания источника тока.

Зачем увеличивать ток ИТ? Ведь по межэлектродным емкостям IRFы даже немного лучше HUF-ов?

У них крутизна раза в 2-3 меньше, а сопротивление ЗИ придётся увеличить вдвое при том же токе ИТ. То есть, для сохранения временных параметров (скорости нарастания/спада выходного тока), по сути, надо уменьшить ЗИ сопротивление вдвое, а напряжение на нём вдвое увеличить. Это приведёт к необходимости увеличения тока ИТ в 4 раза. Кроме этого, IRFP250, которые я пробовал, потребовали замены R17 и R19 на 68-100 Ом для стабильности, а это ухудшило звучание. Я тогда намотал по 40-50 витков провода на эти 100-омные резисторы и это заметно улучшило дело.

А если при замене на IRF150, закоротить R15?

Относительный температурный коэффициент напряжения отсечки у «нормальных» MOSFET-ов примерно раза в 3 меньше, чем у Vбэ Q9, соответственно к 0,6 ВVбэ надо добавить ещё 1,2В температурно независимого напряжения. Для «логических» полевиков, как 76639, ТК только в 2 раза меньше ТК для Vбэ и R15 как раз выполняет роль температурно-независимой «опоры». Идеально туда надо регулируемый ИОН на 550-650 мВ. В последних вариантах 5350 я это так и сделал.

Я делал в 1993 году вариант этой схемы, кажется, на IRFP240. В качестве Р-канального транзистора и в источнике тока я применил IRF9610 на радиаторах, с током источника порядка 60 мА. Кроме этого, у «нормальных» полевиков с отсечкой в районе 3,5 Вольт другой температурный коэффициент напряжения отсечки, и надо компенсировать его по-другому. Я ставил в эмиттер транзистора-датчика температуры (на место R15 в обсуждаемой схеме) источник опорного напряжения на 1,2 В («band-gap reference») - и температурная компенсация получалась практически точной.

Короче говоря, применение не «logic level» транзисторов требует существенного изменения схемы. Уж лучше применить что-то типа IRL540/640 если HUF недоступны, для 40 Вт на канал они вполне подойдут.

ZVP3310 опять же нежелательно заменять, я так и не нашёл вполне полноценной замены.

На полном безрыбье можно поставить IRF9610 вместо ZVP3310.

Какие минусы в применении IRF9610 вместо ZETEXа кроме бОльших межэлектродных емкостей?

В принципе вроде ничего существенного. Соответственно несколько увеличиваются требования к УН, но в целом такая замена работает.

В качестве р-канального можно использовать ещё ZVP2110 или 2120 — это будет получше, чем 9610. Может потребоваться подбор в небольших пределах R15 (150-330 Ом) для правильной температурной компенсации тока покоя. Если ток покоя с нагревом увеличивается, то сопротивление надо уменьшить. и наоборот. Лучше сделать небольшой отрицательный наклон, чтобы с прогревом теплоотвода ток покоя бы слегка уменьшался — процентов на 10-15 после работы на полной мощности в течение некоторого времени.

Вроде как вместо экзотического ZPV3310 можно поставить более распространенный bss92?

Можно, но насколько я помню (я в своё время пробовал разные транзисторы в этом месте) он вёл себя хуже. Даже IRF9610 оказался лучше. К сожалению, выбор этого транзистора весьма важен. Возможно, что стоит попробовать и другие варианты — было бы интересно узнать о результатах.

Возможный и неплохой вариант — BSP92P. Возможны и другие варианты. Попробуйте посмотреть, какие р-канальные MOSFET-ы доступны. Требования: P>0,6 Вт, Vsd>100 В, главное — возможно меньшие межэлектродные ёмкости. Не исключено, что что-то из японских вариантов окажется подходящим (типа 2SJ76, например) но у меня здесь они практически не водятся.

BC640 можно заменить на BD140 (только Филипс). Опять же другие замены возможны, но так как я их не проверял, то рекомендовать не могу.

Чем обусловлено применение во входном дифференциальном каскаде транзисторов BC550?

ВС546-550 и комплементарные к ним 556-560 из моего опыта очень хорошо работают в звуке. Ну а если чем-то доволен, то нет большого смысла искать замену. ВС550 на входе выбраны, так как они отобраны по шумам и усилению — можно и 546-е поставить, сильно хуже не будет.

Наиболее близкую к 4330 печатную плату нарисовал digitas Можно взять её за основу.

Оригинал печатки (отсюда), с которой она нарисована и схема Creek 4330 (отсюда) прилагаются.